Ten Tec Corsair II Modificaties

Click on flag for English

INLEIDING

Een Ten Tec Corsair II is een 100 W transceiver die overduidelijk ontworpen werd door zendamateurs. Vrijwel alle bekende en bewezen schakelingen om een goede en rustige ontvanger te maken zijn in dit apparaat aanwezig:

(1) Ingangsverzwakker.

(2) Band-pass filters voor alle negen amateur-banden.

(3) Roofing filter met kristalfilters na de eerste mixer.

(4) Dubbel gebalanceerde diode ringmixers met 50 ? afsluiting van in en uitgang door breedbandige transistor versterkers.

(5) Enkele conversie, een IF van 9.0015 MHz met een (fig») mooi symmetrisch 8-polig ladderfilter.

(6) Een regelbare middenfrequent (IF) sterkte regeling.

(7) IF shift met conversie naar 6.3 MHz en terug naar 9.0015. Ook op 6.3 MHz zijn 8-polige ladderfilters geplaatst met een banddoorlaat van respectievelijk 2.4 kHz, 1.8 kHz, 500 Hz en 250 Hz. De laatste drie filters waren opties en niet iedereen heeft die erbij gekocht. De middenfrequent keten heeft dus eigenlijk een 16-polig ladderfilter.

(8) In en uitschakelbare AGC met twee standen voor langzame en snelle werking.

(9) Regelbaar notch filter.

(10) Regelbaar LF CW filter dat overigens ook goed werkt voor SSB.

(12) In of uitschakelbare QSK schakeling.

(13) Elektronische keyer met geheugen voor tekst

(14) LF speech processor.

(15) Een robuuste 100 W transistor eindversterker. Eens heb ik onbedoeld ongeveer een uur lang 100 W in een dummy load gestookt zonder blijvende en zichtbare schade!  

Verder is het CW gedeelte het gebruikelijk stiefkindje van veel transceivers. Dat is in dit apparaat volwaardig aanwezig en voor de liefhebber een genot om met deze set morse verbindingen te maken. In een later stadium werd door mij een INRAD 250 Hz filter aangeschaft en de verbetering was goed te merken.

PTO (VFO) 

De variabele frequentie oscillator (VFO) is een type met permeabiliteitafstemming (PTO). In het eerste half uur na het aanzetten van de set verloopt de PTO bij kamertemperatuur ongeveer een 400 Hz door stijging van de temperatuur binnen de transceiver. De meeste warmte komt direct van de display eenheid met TTL IC die erboven gemonteerd is. Een bijbehorende externe VFO met dezelfde PTO verloopt veel minder in frequentie omdat er in het kastje vrijwel geen warmte ontwikkeld wordt.

Na jaren kwamen bij velen problemen voor in het mechanische gedeelte van de PTO en Ten Tec bracht daarvoor een revisiepakket op de markt. Als men aan de PTO draaide klonk het tegenstation jankerig alsof er met FM gewerkt werd en tijdens een CW QSO was dat nog veel duidelijker waar te nemen.

Ook in mijn Corsair trad dat verschijnsel tenslotte op en na een langdurige aarzeling, het zou een behoorlijke klus worden, werd de PTO uitgebouwd. Alle mechanische delen werden voor zover dat mogelijk was gedemonteerd, opnieuw gesmeerd en weer in elkaar gezet. Aanvankelijk was dat de remedie voor het jankerige gedrag maar na geruime tijd stak het weer de kop op. Uiteindelijk bleek dat het lag aan het schuren van de beweegbare poederijzer kern (fig») tegen de binnenkant van de spoelvorm. Als er aan de PTO gedraaid werd, bewoog de kern zich schokkerig in de spoelvorm en dat veroorzaakte het ogenschijnlijk instabiele gedrag. Ook tijdens een QSO kon de kern "los" komen en dan veranderde de frequentie een tiental Herz. De oplossing was het goed centreren van de kern en insmeren met bij voorbeeld siliconenspray zodat een vloeiende beweging zonder wrijving mogelijk werd.

STABILISATIE PTO

Zoals hiervoor vermeld is verliep de PTO bij het opwarmen van de set ongeveer 400 Hz en daarna kroop de frequentie in lichte mate. Tijdens een kort QSO had men daar geen last van maar bij een urenlange discussie kon het tegenstation de opmerking maken dat de zender iets naast de frequentie zat. Omdat hier al eens met succes een eerder ontwerp van PAØKSB's (SK) stabilisator werd geprobeerd, ontstond het plan om ook zijn laatste versie te testen en daarvoor deze PTO te gebruiken. De oscillator moest er toch al uit voor onderhoud.

Na het inbouwen bleek dat het eerste verloop van 400 Hz in het begin een te grote stap was voor de stabilisator om bij te benen, maar het systeem beperkte dat wel tot ongeveer 100 Hz tijdens het opwarmen. Na die periode blijft de PTO kristal stabiel. Als proef werd getest in hoeverre er dan nog iets verliep. Daartoe werd bij voorbeeld de frequentie op zodanige wijze ingesteld dat het display afwisselend 14.199 en 14.200 aangaf. Na een testperiode van 24 uur bleek dat geflikker tussen de twee frequenties nog steeds plaats te vinden. Een bewijs dat de "Huff and Puff" schakeling van PAØKSB goed zijn werk deed.

Al experimenterend werden er enige wijzigingen aangebracht op PA0KSB's originele ontwerp en de definitieve stabilisatie schakeling volgens het schema hierboven was het resultaat. Omdat de PTO te weinig output gaf, kwam aan de ingang een eenvoudige voorversterker met een BC547 transistor. Deze toevoeging werkt met voordeel als een buffertrap achter de PTO.

Een meer uitgebreide beschrijving staat hier en met een lichte aanpassing kan de print (fig») van Carel, PAØCMU voor dit ontwerp gebruikt worden. Er werd een gaatje in het huis van de PTO geboord als doorvoer voor de spanning die van de stabilisator komt. In het PTO compartiment werden 22 nF, 10 pF, 100 k? en een varicap diode BB521 gemonteerd. De extra varicap komt in feite parallel aan de varicap van de OFFSET (RIT Control) en dat beperkt het regelbereik van de OFFSET tot ongeveer 3 kHz en 800 Hz. In het praktische gebruik is dat naar mijn ervaring geen echt ongemak. Een coaxkabel verbindt de uitgang van de PTO met de ingang van de stabilisator. Als er veel aan de afstemknop gedraaid wordt kan de stabilisator buiten zijn regelbereik komen en dan is een reset nodig om de uitgangspanning weer midden in zijn bereik te krijgen. Om een extra knop aan de frontplaat te vermijden werd een relais bij de stabilisator geplaatst dat bediend wordt door de SPOT drukknop op de frontplaat. De SPOT eigenschap blijft gehandhaafd. In alle schema's van de Corsair is de SPOT bedrading moeilijk te traceren maar als een draad van de knop aan de frontplaat naar aansluiting 05 van de DOUBLE SIDE BAND BOARD (80980) aangelegd wordt, werkt de reset door op de SPOT knop te drukken.

PTO Stabilisator in Corsair II

AGC

Naar mijn smaak was de werking van de (hang) AGC te traag en dat werd verbeterd door het ontladen van een condensator te versnellen met een kleinere weerstandswaarde op print IF/AF Board (80984). Het gemakkelijkste gaat dat door parallel aan R46 (10 M?) een weerstand van 2.2 M? te monteren. Eventueel kunt u ook R46 verwijderen en dan vervangen door 1.8 M?.

ALC

Aan de modulatie van mijn set heeft altijd iets gemankeerd, want men rapporteerde steevast een moeilijk te omschrijven vervorming. Naar de oorzaak daarvan heb ik mij een ongeluk gezocht, microfoonversterker, stuurtrap, eindtrap, balansmodulator, ALC spanning, kristalfilters etc. Iedere keer dacht ik het gevonden te hebben, maar uiteindelijk was het zeker dat de oorzaak lag op het Low Level Driver Board 81037. Als de ALC sturing via connector 25 los genomen werd, was op een scoop te zien dat het signaal niet vast liep. Door het veranderen van de ALC constanten werd het een en ander beter, maar er bleef volgens de rapporten nog steeds iets onregelmatigs waarneembaar op het signaal. Tijdens een gesprek met PA3HBT, ook eigenaar van een Corsair, vertelde hij dat bij hem zonder aanwijsbare oorzaak PIN diode D2 het had begeven. Misschien mankeerde er bij mij ook iets aan. Daar had ik ook wel aan gedacht want met een universeel meter was vastgesteld dat D2 nog een diode was, ervan uitgaande dat de "PIN" werking ook wel goed zou zijn (niet dus).

Gezien alle voorgaande onderzoeken leek het niet onwaarschijnlijk dat de diode de boosdoener was. Na vervanging door een nieuw exemplaar bleek dat ook bij mij de component weliswaar niet defect was, maar niet meer goed zijn werk deed. Het uitgezonden signaal werd hoorbaar en op de scoop zichtbaar beter. Toch was ik nog niet tevreden over de werking van het ALC systeem. De aanspreek en afvaltijd constanten werden daarom veranderd door (fig») het aanbrengen van 10 k? en 2,2 µF parallel aan de gate van transistor Q2. Nog meer verbetering trad op toen transistor Q2 ook in het regelsysteem werd opgenomen door een variabele ontkoppeling van source weerstand R9. Daar zorgt een PIN diode voor die gemonteerd werd door C11 van massa los te maken en daartussen de diode te solderen. De regelspanning werd verkregen via een serieweerstand naar de emitter van Q4.

VERSTERKER VOOR HEIL HC4, HC5

Bij het fout zoeken bleek dat er vervorming kan optreden in respectievelijk de microfoon versterker, tussen balansmodulator en 9 MHz kristalfilter en in de Low level driver. Dat gebeurt met teveel microfoon versterking. Met mijn stem en een HC4 of HC5 kapsel moest het niveau nogal opgedraaid worden zodat de interne microfoon versterker begon te vervormen. Daarom werd in het Motorola microfoonhuis een versterker gemaakt voor een spanning van ongeveer 7 V uit de set; met niet al te veel versterking en een ingangsimpedantie van 2.2 k?. Zie het volgende.

De informatie afkomstig van HEIL SOUND is verwarrend. Ik heb 1 × HC4 en 3 × HC5 met de bijbehorende beschrijvingen. In het ene epistel zegt de fabrikant dat de elementen dynamische microfoons zijn met een impedantie van 1000 ? bij 1000 Hz en in het andere geschrift staat dat het keramische microfoons zijn van 2000 ? bij 1000 Hz. In het laatste geval spreekt men over een nominale 2 k? waarbij het element ook geschikt is voor belastingen van 500 – 600 en 2000 – 5000 Ohm.

Een Corsair is nogal gevoelig voor HF terugwerking, vooral als er met een HF lineair gewerkt wordt. Daarom werd voor de versterker een transistor gebruikt dat op eenvoudige wijze door ontkoppeling HF ongevoelig gemaakt kan worden. De eerste versterker was ook een transistor met eigenlijk teveel versterking. De volgende was een operationele versterker, maar dat bleef ondanks filtering en ontkoppeling gevoelig voor HF. Daarom werd maar weer overgeschakeld op een systeem met transistor.

KRAAK en LF BEGRENZER

Omdat AGC afgeleid wordt van het laagfrequent signaal, zijn allerlei kraak en knakstoringen overduidelijk te merken en soms pijnlijk voor het gehoor. Een eenvoudige begrenzer («fig) zorgt ervoor dat zo'n piek wel op de S meter te zien is maar niet meer knallend uit de luidspreker komt. Door over de in en uitgang van UC3 op print IF/AF Board (80984) twee antiparallel geschakelde diodes 1N4148 over R79 (100k?) te monteren wordt dat effect bereikt. Nog een extra 560 pF parallel verzwakt door tegenkoppeling de hogere frequenties van het spraakgebied. Om dezelfde (persoonlijke smaak) redenen werd verderop in de laagfrequent (fig») versterker op dezelfde print IF/AF Board (80984) een condensator van 6.8 nF als ontkoppeling van weerstand R83 (10 k?) aangebracht.

VERMINDEREN IF RUIS

Om ruis dat in een IF versterker ontstaat te verminderen, plaatst men in de betere ontvangers een extra IF filter net voor de demodulator. Een kostbare methode en hier werd dat effect, na enige experimenten, bereikt met een standaard 27.005 MHz kristal («fig, zijn die er nog?). Een koppeling tussen Q3 en Q5 op print IF/AF Board (80984) vindt plaats met een 1 ÷ 9 impedantie autotransformator gemaakt met een ferriet varkensneusje. Het aantal windingen weet ik niet meer, maar als de set weer eens open moet zal dat nog geteld worden. Men kan eventueel de 100 pF condensator tijdelijk vervangen door een trimmer voor afregeling op maximale uitslag van de S meter.

RF MIXER

Uitsluitend voor mijn eigen experimenteel radio onderzoek werd de RF dubbel gebalanceerde diode ringmixer op een niveau van ongeveer 13 dBm gebracht. Boven de RF Mixer Board (80987) print werd een "zwevende" zelfdragende breedbandige versterker met verzwakker aangebracht tussen de mixer en de voortrap. De 50 ? in en uitgangsimpedantie van deze 2N3866 versterker werden experimenteel bepaald met een antenne analysator. Omdat de eigenschappen van de originele mixer hier niet bekend waren, werden voor de zekerheid BAT 85 Schottky diodes gemonteerd. Als de modificatie niet naar tevredenheid zou werken kon zonder zichtbare schade de originele schakeling gemakkelijk weer hersteld worden. Omdat de wijziging goed werkte, is alles tot nu toe zo gebleven. Alleen de noise blanker werkt niet meer 100% door het hogere signaalniveau. Maar dat is hier geen probleem want de blanker wordt bijna niet gebruikt. Dat systeem veroorzaakte al voor de modificatie teveel intermodulatie van een binnenkomend signaal. Waarschijnlijk kan het hogere niveau gecompenseerd worden door in serie van elke diode in de noise blanker nog een diode te plaatsen maar dat is hier nog niet getest.

MINDER SIGNAAL OP 160 METER

In mijn Corsair zijn om de een of andere oorzaak alle signalen bij zenden en ontvangen op de 160 m band minder dan op de andere banden. Daarom werd voor het zendgedeelte de instelling van de RF versterker Q4 achter de balansmixer gewijzigd om het signaal wat op te krikken.

Er werd naar de oorzaak gezocht en ook op diverse punten in de set metingen verricht. Mijn slotconclusie was dat het waarschijnlijk komt door te weinig zelfinductie van de spoelen op de trafo's T4 en T5 in de dubbel gebalanceerde diode ringmixer. De zelfinductie werd hier nog niet gemeten, maar wel dat van een SBL1 mixer. Daar hebben de wikkelingen een zelfinductie van ongeveer 22 µH en dat is op 160 m 225 ?, een voldoende hoge waarde voor een 50 ? systeem. Er wordt nog gedacht om, eventueel tijdelijk, de originele mixer te vervangen door een SBL1 of een sterker type om te controleren of het inderdaad aan de trafo'tjes ligt.

DSB CLIPPER

Een van de methodes om het gemiddelde vermogen van een zender te verhogen is het begrenzen van een HF signaal. Dat kan met een enkelzijband (SSB) of met een dubbelzijband (DSB) signaal en beide systemen zijn even effectief. Hier werd voor DSB gekozen om een tweede filter uit te sparen. Het DSB (IF) signaal van de modulator wordt in een differentiaal schakeling met twee transistors begrensd. Er ontstaan intermodulatie producten en het smalle SSB filter op het XTAL FILTER BOARD (81252) voorkomt het uitzenden van een breed spectrum. Er is iets meer HF vervorming dan met een geclipt SSB signaal, maar met een gematigde microfoon versterking is daar niets van te horen terwijl de gemiddelde output behoorlijk toeneemt. Eventueel kan men met R26 of de extra 1 k? basisweerstand het signaal aan de uitgang regelen voor een juist niveau voor het kristalfilter. De in het schema getoonde waarden bleken hier goed te voldoen.

Op de 80980 print onderbreekt u de draad van connector 74 naar T1 en daarna verbindt u de collector van de tweede transistor met de connector. Bij mij werden alle extra componenten zwevend en zelfdragend rondom T1 gemonteerd.

EXTRA IF FILTER MET OF ZONDER HF CLIPPER

Een middenfrequent filter van 9001.5 kHz dat identiek is aan FL1 kwam voor een redelijke prijs via eBay in mijn bezit. Bij wijze van proef werd dat voor FL1 in de schakeling gevoegd door de 10 nF condensator op de FL1 print los te nemen en aan het extra filter te koppelen. De uitgang daarvan werd direct aan FL1 geschakeld. Buiten verwachting was het resultaat goed te merken want de selectiviteit van de ontvanger werd stukken beter. Dat is eigenlijk verwonderlijk want ik had met het niet afgeschermde filter eigenlijk verwacht dat er geen verbetering zou optreden. Van sterke signalen 2 kHz naast de ontvangstfrequentie had men geen storing meer. In feite bestaat de middenfrequent keten nu uit een 24 polig ladderfilter!

De bedoeling is eigenlijk om een middenfrequent HF clipper te maken omdat de audio processor van een Corsair niet zo effectief is en hier daarom nooit gebruikt wordt.

Een paar voorlopige ontwerpen ziet u hiernaast (fig») met onder andere een oud type IC CA3028 als begrenzer. Dat begint al met clippen bij 50 mV aan de ingang. Alles moet nog getest worden en het is niet onmogelijk dat er nog een tweede CA3028 bij komt.